ハーフブリッジ・フルブリッジ・プッシュプル方式の比較

なぜ「両方向励磁」なのか

フォワードコンバータはトランスを片方向にしか励磁しません。オン期間に立てた磁束をオフ期間にリセット巻線でゼロへ戻すため、磁束密度Bは常に正側だけを往復し、B-H曲線の第1象限しか使えません。これは利用できるコア能力を半分捨てているのと同じです。詳しくは /power/isolated-converter-transformer/ を参照してください。

これに対しプッシュプル・ハーフブリッジ・フルブリッジは、トランス一次に 正負交互の電圧 を加えて磁束を正側にも負側にも振ります。B-H曲線を第1・第3象限の両方で使うため、同じコアで扱える磁束振幅が約2倍になり、コア利用率が高い＝同じ電力ならコアを小さく、同じコアならより大きな電力を扱えます。中大電力の絶縁コンバータがこれら対称トポロジーへ向かう根本理由がここにあります。系統上の位置づけは /power/dcdc-topology-map/ を参照してください。

コア利用率の違い（磁束密度 B の使い方）

  フォワード     :  0 → Bmax → 0 → Bmax …   （正側のみ。片象限）
  対称トポロジー :  −Bmax ⇄ +Bmax            （正負両振り。両象限）

  → 同じ Bsat 制約下で使える ΔB が約2倍
    伏秒積（V×t）の許容も約2倍 → 巻数を減らせる/周波数を下げられる

3方式の構造と一次電圧

3方式は「一次にどう正負電圧を加えるか」が違います。

プッシュプル：センタタップを交互に引く

プッシュプルは一次巻線をセンタタップで2分割し、2つのスイッチが中点を基準に上半分・下半分を交互に導通させます。各スイッチがオンのとき、巻線の片側に Vin がかかり、磁束が交互に正負へ振られます。スイッチは入力電源のローサイド（同じグラウンド）に置けるため、ゲート駆動が単純なのが大きな利点です。低電圧・大電流の入力（例 48V系やバッテリ駆動）で好まれます。

プッシュプルのスイッチ電圧ストレス

  片側スイッチがオンのとき、オフ側スイッチには
  トランス結合で反対側巻線の電圧も加わる
  → オフ側スイッチの両端 ≒ 2 × Vin

  さらに漏れインダクタンスのスパイクが乗る
  → 実耐圧は 2×Vin に十分なマージンが必要（高入力電圧では不利）

ハーフブリッジ：分圧中点を基準に振る

ハーフブリッジは2個の入力コンデンサで Vin/2 の中点を作り、2つのスイッチ（ハイサイド・ローサイド）が一次巻線をこの中点と上下レールへ交互につなぎます。一次に加わる電圧は Vin/2 と半分になりますが、スイッチ両端には入力電圧 Vin しか加わらないため、スイッチ耐圧が Vin で済むのが要点です。高入力電圧（AC整流後の約400V DCなど）でプッシュプルより有利になります。一次電圧が半分なので、同じ出力なら一次電流は倍になります。

フルブリッジ：4石でフル電圧を一次へ

フルブリッジは4つのスイッチをH字に配し、対角の2石ずつを交互にオンして一次巻線に +Vin と −Vin をフル振幅 で加えます。一次電圧がハーフブリッジの2倍になるため同じ電力なら一次電流が半分で済み、スイッチ電流ストレスが最小になります。スイッチ耐圧は Vin のままです。スイッチ4個とゲート駆動4系統という部品点数の多さが代償で、その分が引き合うのは数百W以上の大電力帯です。

同一出力電力 P での一次電流の目安（Vin を共通として）

  フルブリッジ   : 一次電圧 Vin    → 一次電流 I    （最小）
  プッシュプル   : 一次電圧 ≒Vin   → 一次電流 I    （ただし耐圧2×Vin）
  ハーフブリッジ : 一次電圧 Vin/2  → 一次電流 2I   （電流ストレス最大）

直流偏磁（フラックスウォーク）という共通の弱点

両方向励磁の宿命が 直流偏磁（直流磁束の偏り、フラックスウォーク） です。理想的には正の半サイクルで立てた磁束を負の半サイクルでちょうど打ち消し、1周期ごとに磁束はゼロへ戻ります。これが成り立つ条件は、正負の 伏秒積（ボルト秒、V×t）が完全に等しい ことです。

偏磁が起きる仕組み

  正側の伏秒積 = Vin × ton(正)
  負側の伏秒積 = Vin × ton(負)

  両者がわずかでも不一致だと、毎周期 ΔΦ の磁束が片側へ残る
  → 周期ごとに磁束が片方向へ積み上がる（フラックスウォーク）
  → 直流磁束成分が増え、数〜数十周期で Bsat に到達 → 飽和

  不一致の原因:
    ・2石のオン抵抗/飽和電圧の差
    ・ゲート駆動のタイミング/伝搬遅延の差
    ・トランス巻線の非対称、コアの残留磁気

飽和すると一次電流が暴走し、フォワードのリセット忘れと同じく素子破壊に直結します。デバイス側の電流暴走と熱の関係は /power/power-semiconductor-map/ を参照してください。対策はトポロジーごとに定石が分かれます。

電力帯ごとの設計判断

選定は「入力電圧の高さ」と「出力電力」の2軸でほぼ決まります。

実務では電力が上がるほど、ソフトスイッチング（位相シフトフルブリッジやLLC共振）と組み合わせてスイッチング損失を消すのが定石です。フルブリッジは4石を位相シフト駆動するとゼロ電圧スイッチングを成立させやすく、数kW級の高効率電源の主役になります。ソフトスイッチングの原理は /power/resonant-soft-switching/ を参照してください。

まとめ

• 3方式はトランスを正負両方向に励磁する対称トポロジーで、B-H曲線を両象限で使うため コア利用率がフォワードの約2倍。中大電力で対称化が進む根本理由。
• スイッチ電圧ストレスは プッシュプル＝2×Vin、ハーフ／フルブリッジ＝Vin。一次電圧はハーフが Vin/2、フルが Vin で、フルは同電力で一次電流が最小。
• 共通の弱点が 直流偏磁（フラックスウォーク）。正負の伏秒積の不一致で磁束が片側へ累積し飽和する。電流モード制御とDCブロックコンデンサで対策する。
• 電力帯の使い分けは プッシュプル（低電圧大電流）→ ハーフブリッジ（高電圧中容量）→ フルブリッジ（高電圧大電力）。大電力ほどソフトスイッチングと組み合わせる。
• 前提は /power/isolated-converter-transformer/ と /power/dcdc-topology-map/、損失低減は /power/resonant-soft-switching/、素子選定は /power/power-semiconductor-map/ を参照。