パワー半導体デバイス系統図：ダイオード/MOSFET/IGBT/SiC/GaN

一枚の地図 ── 電圧と周波数で縄張りが決まる

パワー半導体は「どれが優れているか」ではなく「どの動作点を担うか」で選びます。判断の二軸は 耐圧（ブロッキング電圧） と スイッチング周波数 です。スイッチング電源（/power/smps-principles/）の効率を決めるのは、オン時の導通損失とオフ・オン遷移時のスイッチング損失の綱引きで、この二つを最小化できるデバイスが動作点ごとに違うために棲み分けが生まれます。

              高周波 ▲
              (MHz) │  GaN HEMT          ─── 横型・キャリア蓄積なし
                    │  (〜650V)          ─── 超高速・低Qg
                    │
              数百   │  Si MOSFET         SiC MOSFET
              kHz   │  (〜200V中心)      (650〜3300V)
                    │
              数十   │            IGBT           IGBT/サイリスタ
              kHz   │            (600〜1700V)   (〜6500V)
                    │
              低周波 │  整流ダイオード ──────────────────▶
              (DC)  └──────────────────────────────────
                      低耐圧            高耐圧（kV級）

縦軸を上がるほどスイッチング損失が支配的になり、横軸を右へ行くほど導通損失と耐圧確保が支配的になります。デバイスの系譜はこの平面の空白を埋めるように分岐してきました。

整流ダイオード ── すべての起点、能動制御を持たない

最も基本的なパワー素子は 整流ダイオード（pn接合）です。ゲートを持たず、極性だけで一方向に電流を通す受動的な弁で、交流から直流を作る整流や、スイッチング回路のフリーホイール（還流）に使います。重要な内部現象は二つです。

ショットキーバリアダイオード（SBD）は金属と半導体の接合を使う ユニポーラ素子 で、少数キャリアを蓄積しないため逆回復がほぼなく高速ですが、Siでは耐圧が約200Vどまりでした。この「高耐圧なのに逆回復ゼロ」という矛盾した要求を解いたのが、後述するSiCショットキーです。

MOSFET ── 電界制御・ユニポーラ・高速

パワーMOSFETは、ゲート電界でチャネルをオン・オフする ユニポーラ（多数キャリアのみ） のスイッチです。動作原理の核心（反転層としきい値）は/semiconductor/mosfet-operation/に譲りますが、パワー用途で効くのは次の点です。

• 多数キャリアのみで動くので少数キャリアの蓄積・掃き出しがなく、極めて高速。MHz級のスイッチングが可能。
• オン抵抗 Ron が温度とともに増える（正の温度係数） ため、並列接続で自動的に電流が均等化しやすい。
• 構造を縦型（トレンチ/スーパージャンクション）にして電流容量を稼ぐ。

ただしSiのMOSFETには物理的な壁があります。耐圧を上げるにはドリフト層を厚く・低濃度にする必要があり、オン抵抗がおおむね 耐圧の2.4〜2.5乗 で急増します（シリコン限界）。このため約200Vを超えると導通損失が許容できず、高耐圧帯ではMOSFETは不利になります。ここから先がIGBTとワイドバンドギャップ素子の領域です。

ユニポーラ素子のオン抵抗の物理下限（理想特性オン抵抗）:

  Ron,sp ∝ V_BR^2 / (μ ・ ε ・ Ec^3)

    V_BR : 必要な耐圧
    μ    : 移動度
    ε    : 誘電率
    Ec   : 絶縁破壊電界（材料固有）

  → Ec が大きい材料ほど、同じ耐圧を薄く高濃度に作れて Ron が激減する。
    SiC の Ec は Si の約10倍 → 理論上 Ron は約3桁下がる。

IGBT ── 導電率変調で高耐圧大電流を制す

IGBT（Insulated Gate Bipolar Transistor）は MOSFETの電界制御ゲートと、バイポーラの導電率変調を合体 させたハイブリッド素子です。入力はMOSFETと同じく電圧駆動（ゲート絶縁）で扱いやすく、出力段はpnpバイポーラ的に少数キャリアをドリフト層へ注入します。

この少数キャリア注入が 導電率変調 で、高抵抗な厚いドリフト層に大量のキャリアを溜めて実効抵抗を劇的に下げます。結果、高耐圧（600V〜6500V）でも導通損失（オン電圧 Vce(sat) ≈ 1.5〜2V）を一定に抑えられ、産業モータ・鉄道・電力変換の主役になりました。

SiC と GaN ── ワイドバンドギャップが地図を塗り替える

SiC（炭化ケイ素）とGaN（窒化ガリウム）は バンドギャップが広く絶縁破壊電界がSiの約10倍 のワイドバンドギャップ（WBG）半導体です。前掲の Ron,sp の式が示すとおり、Ec が一桁大きいと同じ耐圧をはるかに薄く高濃度に作れ、ユニポーラのまま高耐圧と低オン抵抗を両立できます。これがIGBTの存在意義だった「導電率変調」を不要にします。

棲み分けの要点は二つです。

• SiCは縦型構造で高耐圧（1200V以上）に強い。IGBTが担ってきた高耐圧帯を、テール電流なしで高速化しながら侵食しています。EVの主機インバータがSiCへ移行しているのは、スイッチング損失低減で航続距離が伸びるためです。
• GaNは横型のHEMT（高電子移動度トランジスタ）構造で、ヘテロ接合界面の2次元電子ガスを使い超高速・超低オン抵抗。ただし横型ゆえ高耐圧化が難しく、現状は650V以下が主戦場です。MHz級スイッチングで受動部品を小さくできるため、充電器やデータセンタ電源（/power/datacenter-power-architecture/）の小型高効率化を牽引します。

派生と侵食の系譜（年代はおおよその主流化時期）:

  1950s  整流ダイオード / サイリスタ ── 受動・低速
    └─ 1980s パワーMOSFET ── 電界制御・高速・低耐圧
         └─ 1990s IGBT ── MOSFET入力 + バイポーラ出力（高耐圧大電流）
    └─ 2000s SiCショットキーD ── 逆回復ゼロ・高耐圧（IGBT回路の還流D置換から普及）
         └─ 2010s SiC MOSFET ── 高耐圧帯でIGBTを侵食（EV駆動）
    └─ 2010s GaN HEMT ── 低耐圧超高速でSi MOSFETを侵食（充電器・DCDC）

どう選ぶか ── 地図上の現在地から逆引きする

設計では動作点（必要耐圧と狙う周波数）を地図に置き、損失と発熱の制約から候補を絞ります。DC-DCのトポロジ選定（/power/dcdc-topology-map/）とデバイス選定は連動しており、高周波化で小型を狙うほどGaN、高耐圧大電流ほどIGBTかSiCに寄ります。

まとめ

• パワー半導体は 耐圧×周波数の平面で棲み分ける。低圧高速はMOSFET、高圧大電流は導電率変調のIGBT、その中間と高速化をSiC/GaNが侵食する。
• 整流ダイオードは能動制御を持たない起点で、損失要因は順方向電圧降下と逆回復電荷。ショットキー化とSiC化でこれを克服した。
• Si MOSFETはユニポーラで高速だがオン抵抗が耐圧の約2.5乗で増えるため高耐圧で不利。IGBTは少数キャリア注入（導電率変調）で高耐圧大電流を制すが、テール電流で高速化できない。
• SiC/GaNは絶縁破壊電界がSiの約10倍で、ユニポーラのまま高耐圧と低オン抵抗を両立。SiCは高耐圧帯、GaNは低耐圧超高速帯を担い、IGBTの縄張りを両側から削っている。
• 動作点ごとの損失と発熱の制約が選定を決める。電源全体の効率設計は/power/smps-principles/、放熱は/power/power-thermal-design/を参照。