ボディダイオードと逆回復：同期整流とデッドタイムの設計

ボディダイオードはどこから来るのか ── 構造が生む寄生PN接合

パワーMOSFETの断面を見ると、ソースとドレインの間には必ず逆向きの寄生ダイオードが存在します。これがボディダイオードです。NチャネルMOSFETでは、ソース直下のP型ボディ領域とN型ドリフト層が接する境界がPN接合になり、ソースからドレインへ向かう向き（ドレインがソースより低電位のとき）に順方向となります。設計者が意図して付けた素子ではなく、MOSFETを作れば構造上避けられない副産物です。

普段ドレインがソースより高電位のスイッチング電源（/power/smps-principles/）では逆バイアスで眠っていますが、同期整流やハーフブリッジでは電流の還流経路として実際にこのダイオードが順導通します。問題は、PNダイオードを順方向に流すと内部に少数キャリア（過剰電荷）が蓄積され、オフへ転じる瞬間にそれを掃き出すまで逆方向に電流が流れ続けることです。これが逆回復です。

逆回復電荷 Qrr ── オフできない一瞬

順導通していたPNダイオードに逆電圧をかけても、瞬時には遮断できません。接合内に溜まった少数キャリアが残っている間はダイオードが導通したまま振る舞い、それらが再結合と逆方向引き抜きで消えるまでの間、逆向きの電流が流れます。この一連の挙動が逆回復で、引き抜かれる総電荷量が逆回復電荷 Qrrです。

逆回復波形（順導通からオフへ転じる瞬間の素子電流 I_D）

  I_D
   │   順方向 I_F ▔▔▔▔▔╲
   │                    ╲   di/dt（外部回路が決める傾き）
  0├─────────────────────╲──────────────▶ 時間
   │                      ╲      ╱▔ 緩やかに0へ復帰
   │                       ╲    ╱  ← Qrr = この下の面積（電荷）
   │                  I_RM ▼▁▁▁╱
   │                     逆回復ピーク電流
            │← t_rr →│
            (逆回復時間)

  t_rr   : 逆回復時間（電流が0を切ってから復帰するまで）
  I_RM   : 逆回復ピーク電流（逆向きに流れる最大値）
  Qrr    : t_rr 区間で運ばれる電荷の総量 ≈ (1/2)×I_RM×t_rr（三角近似）

Qrr は素子固有の性質に加え、外部回路が決める電流の切り方 di/dt と、順方向電流 I_F、温度に強く依存します。とくに di/dt が大きいほど I_RM が増え Qrr も増えるため、高速にスイッチングするほど逆回復は重くなります。さらに Qrr は温度とともに増大するため、高温動作では悪化します。

なぜ Qrr が損失・スパイク・EMI を生むのか

逆回復が厄介なのは、逆回復電流が相手側スイッチのターンオン電流に上乗せされるからです。ハーフブリッジを例にとります。ローサイドのボディダイオードが還流導通している状態でハイサイドをオンすると、ハイサイドは負荷電流に加えて、ローサイド側を逆回復させるための電流まで供給します。

ハーフブリッジでの逆回復電流の重畳

   Vbus ──┬──[ ハイサイド SW ]──┐
          │                     ├── SW ノード ── 負荷（インダクタ）
          │   ┌──逆回復電流──←─┤
          └──[ ローサイド SW ]──┘
              （ボディダイオード還流中）

  ハイサイドのターンオン電流 = 負荷電流 I_L
                              + ローサイドを逆回復させる電流（ピーク I_RM）

この上乗せ分が三つの害を生みます。第一にスイッチング損失。逆回復電流が流れている間、ハイサイドにはまだ高い Vbus がかかっており、電圧と電流のオーバーラップ（/power/mosfet-switching-physics/）が増大します。逆回復で運ばれる電荷 Qrr に Vbus を掛けた E_rr ≈ Qrr × Vbus がほぼそのまま損失として加算されます。第二に電流スパイク。I_RM が負荷電流に重なり、瞬間ピークが跳ね上がります。第三にリンギングとEMI。逆回復電流が急に途切れるとき（とくにハードリカバリな素子では電流の打ち切りが急峻）、配線インダクタンスとの間で高周波の振動が起き、V = Ls × di/dt のサージとともに放射ノイズの源になります。

同期整流とデッドタイム ── 効率と短絡の綱引き

整流のダイオード（/power/rectifier-circuits/）を、オン抵抗の低いMOSFETに置き換えて能動的にオン・オフするのが同期整流です。ダイオードの順方向降下 Vf（0.4〜0.7V）による Vf × I 損を、I^2 × Ron 損に置き換えられるため、低電圧大電流の出力では効率が大きく改善します。バックコンバータ（/power/buck-converter-analysis/）のローサイドを同期整流MOSFETにするのが典型です。

ところがハイサイドとローサイドを直列に積むため、両方が同時にオンになると電源が直接短絡します。これがシュートスルー（貫通電流）で、瞬間的に巨大な電流が流れて素子を破壊します。これを防ぐため、片方をオフしてからもう片方をオンするまでに両方オフの空白時間＝デッドタイムを挟みます。

ハーフブリッジのゲート信号とデッドタイム

  ハイ ▔▔▔▔│________________│▔▔▔▔
            │←デッド→│        │←デッド→│
  ロー ____│▔▔▔▔▔▔▔▔│________

  デッドタイム中:
    両ゲートOFF → 負荷電流はボディダイオード（またはショットキー）が還流

問題は、デッドタイムを長くしすぎても短くしすぎても損をすることです。

デッドタイムが長いほど、低速で順方向降下の大きいボディダイオードが電流を担う時間が延び、その分 Vf による導通損が増えます。さらにボディダイオードが導通した状態からハイサイドをオンするので、前述の逆回復損失がまるごと乗ります。逆に短すぎれば貫通短絡です。最適デッドタイムは負荷電流・温度・素子で変わるため、固定値ではなくアダプティブデッドタイム制御（実際のスイッチノード電圧やボディ導通を検出して自動調整するドライバ）で谷を追うのが現代の常套手段です。

デバイスで根本解決する ── ショットキー／SiC／GaN

逆回復は突き詰めると少数キャリアを使うPN接合の宿命です。であれば、少数キャリアに頼らない素子を使えば逆回復そのものを消せます。

ショットキーダイオードは金属と半導体の接合（多数キャリア素子）で、少数キャリアを蓄積しないため Qrr が原理的にほぼゼロです。Vf も低く高速ですが、Si ショットキーは耐圧が低く逆漏れ電流が大きいため、高電圧では使いにくい。そこで**SiCショットキー（SBD）**が、Qrr ほぼゼロを高耐圧で実現し、力率改善回路（/power/pfc-principles/）の昇圧ダイオードなどで逆回復損とEMIを劇的に下げます。

GaN HEMTはさらに本質的です。GaNの横型HEMTにはそもそもPN接合のボディダイオードが存在せず、逆方向の導通は2次元電子ガスのチャネルを通る多数キャリア伝導で行われます。したがって逆回復電荷 Qrr が原理的にゼロで、逆回復スパイクも逆回復損失も発生しません。これがGaNを高周波スイッチングで強力にする最大の理由のひとつです。一方でGaNの逆導通はオフ時にゲート閾値の分だけ高い電圧降下を示すため、デッドタイム中の導通損が相対的に支配的になり、デッドタイム最小化の重要性はむしろ増します。広バンドギャップ素子の物性的背景は/semiconductor/wide-bandgap-power/で扱っています。

まとめ

• ボディダイオードはMOSFETの構造上避けられない寄生PN接合で、順導通後にオフへ転じる瞬間、蓄えた少数キャリアを抜くため逆向きに流れる。この総電荷が逆回復電荷 Qrr。
• Qrr は相手側スイッチのターンオン電流に重畳し、E_rr ≈ Qrr×Vbus のスイッチング損失、電流スパイク I_RM、リンギングとEMIを生む。di/dt と温度で悪化する。
• 同期整流はダイオードをMOSFETに置き換えて Vf 損を Ron 損に減らすが、シュートスルー回避のデッドタイムが要る。長すぎるとボディ導通損＋逆回復が増え、短すぎると貫通短絡。最適点は谷で、アダプティブ制御で追う。
• 根本対策は少数キャリアに頼らない素子。ショットキー並列で還流を肩代わりし、SiCショットキーで高耐圧の逆回復を消し、Qrrが原理的にゼロのGaN HEMTで逆回復そのものを無くせる。デバイス選定の全体像は/power/power-semiconductor-map/を参照。