整流回路の原理：半波・全波・ブリッジとリプル

なぜダイオード1個で交流が「直流寄り」になるのか

電源変換の入口は、ほぼ例外なく AC を DC に変える整流です。鍵になるのがダイオードの一方向性です。ダイオードは 順方向（アノードがカソードより約 0.6〜0.7V 高い）ときだけ導通し、逆方向には流さない 非線形素子です。この性質を交流に当てると、電圧の正負で導通・遮断が切り替わり、出力は時間平均がゼロでない「直流寄り」の脈流になります。ダイオードの順方向降下や非線形性の前提は /power/circuit-fundamentals/ を、入力となる正弦波交流の扱いは /power/ac-impedance-phasor/ を参照してください。

本稿は「半波 → 全波 → ブリッジ」と整流方式を積み上げ、そこに平滑コンデンサを足したときの リプル電圧 と 突入電流 という二つの実務問題まで原理で追います。

半波整流 ── 片側だけを取り出す

もっとも単純な構成が、ダイオード1個を負荷と直列に入れる半波整流です。

半波整流の動作（入力 vin(t) = Vm sin(ωt)）:

  vin > 0 の半周期: ダイオード順方向 → 導通
     vout ≈ vin − Vf   （Vf は順方向降下 ≈ 0.7V）
  vin < 0 の半周期: ダイオード逆方向 → 遮断
     vout = 0           （負荷に電流が流れない）

  → 出力は正の山だけが残り、負の半周期は欠落
  → 一周期のうち半分しか電力を送れない

半波は部品が1個で済む反面、交流の半分を捨てる ため効率が悪く、出力に基本波周波数（50/60Hz）そのものの大きな脈動が残ります。後段の平滑も重くなるため、実用電源では下に述べる全波が基本になります。

全波整流 ── 負の半周期を「折り返す」

全波整流は、負の半周期を捨てずに極性を反転して取り込み、両方の山を使います。古典的にはトランスにセンタタップを設け、2個のダイオードで上下の巻線を交互に使います。

センタタップ全波（2ダイオード）:

  正の半周期: 上側巻線＋ダイオードD1が導通
  負の半周期: 下側巻線＋ダイオードD2が導通
  → どちらの半周期でも負荷には同じ向きに電流が流れる
  → 出力は |Vm sin(ωt)| の形（山が2倍の密度で並ぶ）

  欠点: センタタップ付きトランスが必要
        各ダイオードは巻線全体の電圧を逆耐圧として受ける

全波の効果は波形に直結します。脈流の基本周波数が入力の 2倍（50Hz→100Hz、60Hz→120Hz） になり、谷が浅く間隔も狭くなります。後で見るように、これは同じ平滑コンデンサでリプルが半分で済むことを意味し、平滑の負担が大きく軽くなります。

ブリッジ整流 ── センタタップなしで全波を得る

実装上の主役が ダイオードブリッジ（全波ブリッジ整流） です。4個のダイオードをひし形に組み、トランスのセンタタップなしで全波整流を実現します。

ブリッジ整流（D1〜D4）の導通:

  vin > 0 の半周期: D1 と D2 が導通（対角の2個）
  vin < 0 の半周期: D3 と D4 が導通（もう一方の対角）
  → 入力の極性によらず、負荷には常に同じ向きに電流が流れる

  常に2個直列で導通するので、出力電圧は
     vout ≈ |vin| − 2Vf   （順方向降下が2個分）

ブリッジの利点は、センタタップが不要なことに加えて 各ダイオードの逆耐圧（PIV: Peak Inverse Voltage）が入力ピーク Vm 程度で済む ことです。センタタップ方式は片方のダイオードが巻線全体電圧（約 2Vm）を逆耐圧で受けるため、耐圧の高い素子が要ります。代償として、ブリッジは常に2個が直列で導通するので順方向降下が 2Vf 分（約 1.4V）になり、低電圧出力では損失比率が増えます。この損失を嫌う用途では同期整流（MOSFETで置換）が使われます。デバイス選択の全体像は /power/power-semiconductor-map/ を参照してください。

平滑コンデンサとリプル電圧

整流出力の脈動を抑えるのが、出力に並列に入れる 平滑コンデンサ です。動作の本質は「山で充電し、谷で放電して電圧を支える」ことです。

平滑の動作（全波整流＋コンデンサC、負荷電流 Iload）:

  入力電圧がピーク付近: |vin| > Vc → ダイオード導通
     コンデンサを充電し、Vc がピークまで持ち上がる
  入力電圧が下がる谷の区間: |vin| < Vc → ダイオード遮断
     負荷電流はコンデンサの放電でまかなう → Vc が徐々に低下

  → 出力電圧は「ピークから少し垂れて、また充電される」のこぎり波状
  → この上下の振れ幅がリプル電圧 Vr

放電区間でコンデンサが失う電荷は Q = Iload × t、これが電圧低下 ΔV = Q/C を生みます。放電時間を脈流周期の概ね1周期分とみなすと、リプル電圧は次のように見積もれます。

リプル電圧の近似:
  Vr ≈ Iload / (fr × C)

  fr : リプル周波数（半波 = 入力f、全波 = 2f）
  Iload : 負荷電流、C : 平滑容量

含意:
  ・C を大きくするほどリプルは小さい（放電で垂れにくい）
  ・全波は fr が2倍 → 同じCならリプルは半波の半分
  ・負荷電流が増えるとリプルは比例して増える

ここが全波・ブリッジを選ぶ実利的な理由です。同じ容量でも全波はリプルが半分になり、逆に同じリプルなら容量を半分にできます。リプルを小さくするほど良いように見えますが、容量を増やすほど後述の突入電流が悪化し、また充電区間が短く尖るほど入力電流がパルス化して高調波を撒きます。この 整流平滑が生むパルス電流と高調波 が PFC を必要とする根本原因で、続きは /power/pfc-principles/ で扱います。

突入電流 ── 投入直後にコンデンサが短絡同然になる

平滑コンデンサを大きくすると新たな問題が生まれます。電源投入の瞬間、放電しきった（電圧ゼロの）コンデンサは短絡のように振る舞う ためです。

突入電流（インラッシュ）の発生:

  投入直前: Vc = 0（コンデンサ空っぽ）
  投入直後: 入力ピーク電圧が、ほぼ配線・巻線の抵抗 R のみで
            コンデンサに充電電流を流し込む
     Ipeak ≈ Vm / R   （R が小さいほど巨大化）

  定常電流の数倍〜数十倍のパルスが、数ms流れる
  → ダイオード、ブリッジ、入力ヒューズ、スイッチ接点を傷める

突入電流は本質的に、初期電荷ゼロのコンデンサへの充電過渡です。立ち上がりと減衰は配線抵抗・容量・寄生インダクタンスで決まる過渡現象で、その時定数や振動の読み方は /power/rlc-transient-response/ の RC・RLC 過渡と同じ枠組みで理解できます。問題は、この一瞬のピークが定常設計値をはるかに超え、ヒューズの溶断やダイオードのサージ耐量超過を招くことです。

代表的な対策が NTCサーミスタ です。投入時は冷えていて抵抗が高く突入電流を制限し、通電で発熱すると抵抗が下がって定常損失を減らします。より厳しい用途では、起動時だけ制限抵抗を直列に入れ、充電完了後にリレーで短絡する方式や、PFC段のソフトスタートで立ち上げを緩やかにする方式が使われます。整流平滑で作った高圧DCバスは、そのまま後段のスイッチング電源へ渡されます。入口の整流から先のDC-DC変換の原理は /power/smps-principles/ を参照してください。

まとめ

• ダイオードの一方向性が整流の原理。半波は片側だけを通し効率・平滑が悪い。全波は負の半周期を折り返して両方の山を使い、脈流周波数が入力の2倍になる。
• ブリッジ整流が主流。4個のダイオードのうち対角の2個が交互に導通し、センタタップなしで全波を実現する。逆耐圧（PIV）が約Vmで済む一方、常に2個直列導通で順方向降下は2Vf分になる。
• 平滑コンデンサが谷で放電して電圧を支え、残った振れがリプル電圧。Vr ≈ Iload /(fr×C) で、全波は fr が2倍なので同容量ならリプルは半分。容量を増やすほどリプルは減る。
• 投入直後は空のコンデンサが短絡同然となり突入電流が流れる。定常の数倍〜数十倍のパルスがダイオードやヒューズを傷める。NTCサーミスタや制限抵抗＋リレー、ソフトスタートで抑える。
• リプル低減と突入・高調波抑制は容量に対して逆向きのトレードオフ。整流平滑が生むパルス電流と高調波の対策が /power/pfc-principles/、後段のDC-DCは /power/smps-principles/ に続く。